钜大LARGE | 点击量：1189次 | 2019年11月07日
串-并联补偿式UPS 串联变换器研究
现代工业的发展对电能质量的要求越来越高，如何为电力用户提供安全可靠的绿色电源是目前电源领域研究的热点。UpS作为一种不间断供电设备，是改善电能质量的重要措施之一，也是关键设备得以正常运行的重要保证。目前UpS的结构有后备式、在线式、三端口在线互动式及双变流器串-并联补偿式等几种类型。其中双变流器串-并联补偿式既可以补偿非线性负载中的无功电流及谐波电流，同时还可以补偿电源电压的谐波及基波偏差，具有综合的电能质量调节能力，是最近才出现的一种新型UpS。目前国外ApC公司有这种实物产品，国内还处于理论研究阶段。
本文介绍了双变流器串-并联补偿式的工作原理，在此基础上讨论串并联补偿式UpS串联变换器的控制方法，并通过仿真验证了系统的工作特性，结果表明所提控制策略的正确性，所研究的串并联补偿式UpS串联变换器部分能始终保证电网输入电流总畸变率约3%，输入功率因数接近于1的系统性能，证实了其改善电网侧电能质量的有效性。
1双变流器串-并联补偿式UpS工作原理
图1给出了双变换器串并联补偿式UpS的原理，图中变流器Ⅰ、Ⅱ都是双向SpWMAC/DC变换器，其直流侧接蓄电池，变流器Ⅰ经电感L1、电容C1和变压器Ts，输出电压△v（电流Is）串接在电源电压、vs和负载电压vL之间，称之为串联补偿变换器。其输出的补偿电压由两部分组成：△v=△v1+△vh，Uh为谐波补偿电压，它与交流电源中的谐波电压vsh大小相等，△vh=vsh，但方向相反;△v1为基波电压补偿量，补偿电源电压的基波分量vsl与负载电压额定值vR的偏差，所以变流器Ⅰ提供的补偿电压△v既抵消了电源电压vs中的谐波vsh，又补偿基波电压vsl，使负载电压vL成为与电源基波电压vs同相的正弦波额定电压。
变流器Ⅱ经L2、C2滤波后并接在负载两端或经输出变压器Tp接至负载，称之为并联补偿变换器。若负载为非线性负载，则负载电流iL由基波有功电流iLp、基波无功电流iLQ和谐波电流iLh三部分组成。对变流器Ⅱ进行实时、适当的控制，可使它输出至负载的电压为正弦波额定电压vR，并向负载输出电流i3=iLQ+iLh+（iLp-is），其中iLQ、iLh补偿负载无功和谐波电流，使电源仅向负载输出基波有功电流is，负载的有功电流iLp由交流电源（is）和变流器Ⅱ（i2d）共同提供。变流器Ⅱ向负载输出的有功电流i2d=iLp-is。在非线性负载、电源电压高于或低于额定值vR且含有谐波电压时，系统通过这种串并联补偿变换器共同作用，可使负载电压vL补偿到与电源电压同相的额定正弦电压vR，同时交流电源仅输入基波有功电流is，功率因数为1。
由上述分析可知，该UpS克服了传统双变换在线式UpS因输入整流部分所带来的输入功率因数较低的缺点。通常电源基波电压偏离额定值小于±15%，因此变流器Ⅰ仅补偿v%≤15V的额定电压，其容量仅为系统容量的20%左右。正常时市电与双变流器共同对负载供电，两变流器的最大功率强度只有负载功率的20%，相对始终在100%负载功率下工作的传统双变换在线式UpS而言，不仅整机效率高、功率器件损耗小、寿命长、可靠性高，而且有足够的功率裕量去应付特殊的负载（冲击负载、瞬间过载等），因此输出能力得到很大的增强，相同容量的产品造价也降低了。
2理想电网电压下串联变换器的控制
电网电压一定时，对输入电流的快速有效控制就能控制能量流动的速度和大小。这时串联变换器实际上可以忽略0轴的影响而视为三相三线制pWM整流器，采用dq轴交叉解耦控制技术，可以获得理想的变换器输入电流控制效果。忽略图1中变换器、电抗器和电容器功耗，若蓄电池既不充电又不放电，电源输入的有功功率psdc应等于负载的有功功率pLdc。当串联变换器被制成正弦基波电流源Is，且cosθ=1.0时，有功率psdc为：
式中，Is是与电源基波电压VS1同相的电流，应选取此电流为电源指令电流I*s：
检测三相A，B，C系统的负载电流、负载电压和电源电压，经坐标变换和低通滤波LpF后得到与基波对应的直流分量VLd、VLq、ILd、ILq、VSd、VSq，按式（2）求出I*s并以此值作为串联变换器的电流控制指令，对正弦电流源变换器上的输出电流Is进行pWM控制，使电源电流Is跟踪I*s，则可实现作为正弦电流源的串联变换器对电源电流的控制功能和对电源谐波电压的补偿（隔离）功能，如图2所示。
系统仿真参数如下：交流电网输入电压额定幅值VR=100V，频率f=50Hz;负载额定电压幅值VL=100V，负载额定容量500VA，cosθ=0.8;三相组合式串联变压器额定容量500VA，匝比N1/N2=1/1.5;串联变换器输入电感L=4mH，电感电阻R=0.1Ω，输出滤波电容C1=1μF;并联变换器输出滤波电感L=1mH，电感电阻R=0.1Ω;输出滤波电容C1=90μF。电池组E=86V，内阻R=0.1Ω，直流母线电容Cdc=6800μF;变换器开关频率f=9kHz。仿真波形如图3、4、5所示。
由仿真波形可见，在三相对称的理想电网下，串联变换器的控制作用非常好，三相电网输入电流是平衡的正弦电流，直流母线电压的纹波很小，几乎不存在2次谐波交流分量波动;电网电流的畸变率约3%。4非理想电压下的控制策略及仿真波形
串联变换器的输入电压不对称时，若pWM开关函数包含谐波，会影响直流电压中产生不期望的谐波，特别是2次谐波使得直流输出电压纹波严重。反过来还影响串联变换器桥端输入电压，使桥端输入电压中包含3、5、9等次的谐波，从而增加了输入电流的总谐波畸变率。
变换器输入电压三相对称且包含某k次谐波的影响是：使得直流输出电压中包含（k-1）及（k+1）次谐波，由此变换器输入电流中包含k次的谐波，也即输入电压的谐波完全传递到了三相输入电流，从而增加了输入电流的总畸变率，增加了输入电流正弦性的控制难度。
图6中三相电网输入电流严重不平衡，B相电流明显超出另外两相电流幅值，且A、C两相的电网电流与输入电网电压有明显的相移，输入功率因数不完全为1，而直流母线电压明显存在2次谐波交流分量的波动。图7中三相电网输入电流保持平衡，但输入电压的谐波成分使得输入电流的正弦性受到了很大影响，5次谐波含量严重，总畸变率大;直流母线电压也波动较大，特别是4次谐波分量。
前文的仿真波形说明，将理想电网下的dq轴解耦控制下的电压电流双闭环控制策略应用到非理想电网中结果并不理想。因此针对非理想电网，寻求一种更适合其特殊性质的控制策略，具有电源电压谐波前馈的dq+0轴控制，使得变换器桥端输出电压包含同大小的谐波分量，则交流输入电流中就不存在谐波电流。图8为具有电源电压谐波前馈的dq+0轴控制系统框图，图9为其仿真波形。
从仿真波形可见，三相电网输入电流的波形和不平衡度得到良好的控制，Isa的总谐波畸变率分别为1.74%，波形畸变得到了很大改善;且直流电压稳定，纹波较小，直流侧的谐波也有所减小。
5结论
仿真结果表明：所采用的具有电源电压谐波前馈的dq+0轴控制方法可以获得优良的控制效果。串联变流器受控为基波正弦电流源，电源电流Is为与电源基波电压同相的正弦有功电流，电源电压中的谐波与基波偏差经串联变流器得到补偿（或隔离）。
