超级电容组充电解决

显示了一种高效率解决方案的框图，其中的负载是需要稳定输入电压（3.3V、5V、12V等）的器件。48V主电源为正常工作的开关稳压器2（SW2）供电，同时通过开关稳压器1（SW1）为超级电容组充电，使其电压达到25V。当主电源断开时，超级电容组向SW2供电，以维持负载的连续运行。

选定超级电容后，系统工程师还必须选择为超级电容充电的目标电压，其根据是超级电容的定额曲线。大多数超级电容单元的额定电压范围为室温下2.5V-3.3V，此额定值在更高温度时下降，随之带来更长的预期寿命。通常，充电目标电压设置值应低于最大额定电压，以延长超级电容的工作寿命。

接下来需要选择超级电容组的预期电压和SW2拓扑。超级电容组配置可为并联、串联或者并联的串联电容串组合。因为单元电容电压额定值通常低于3.3V，且负载常常需要相等或更高的供电电压，所以针对电容单元配置和SW2的选项是，使用一个电容单元与一个升压转换器，或串联的多个电容单元与一个降压或降压-升压稳压器。若使用升压配置，我们必须确保在超级电容放电时，电压不会下降至低于SW2的最小工作输入电压。该电压下降可能多达超级电容充电电压的一半之多，为此，我们举一个由串联超级电容组合和一个简单降压稳压器（SW1）组成的超级电容组的例子。然后，如果能量要求需要的话，将并联多个串联电容串。

如果选择超级电容的串联组合，则必须根据电容串顶端的最大预期电压来选择所用电容单元的数目。更多的串联电容意味着超级电容串的电容值更小而电压更高。例如，假设选择使用两串由四个2.7V10F电容组成的电容串和由八个相同电容（串联）组成的一个电容串。虽然两种配置可存储总电荷和能量是相同的，但电容串的可用电压范围使单个串联串具有优势。例如，如果有一个需要5V偏压的负载，则SW2需要的电压为6V左右（考虑到其最大占空比和其他压差因素）。

●电容中的能量W=CV2/2，可用能量W=C/2（Vcharge2-Vdicharge2）

●对于每串4个电容的两个电容串，可用能量W=2*［（10F/4）/2*（（2.7V*4）2-6V2）］=201.6J

●对于包含8个电容（串联）的单个电容串，可用能量W=1*［（10F/8）/2*（（2.7V*8）2-6V2）］=269.1J

因为两个电容组可存储相同的总能量，所以电压较低的电容串的充电浪费/不可用百分比更大。在本例中，优先选择更高的电容串电压，以充分利用超级电容。

第三个系统挑战来自如何为超级电容组充电。一开始，当超级电容电压为0时，由于高电容值，SW1需要在类似输出短路的条件下工作相当长时间。常规SW1可能陷于打嗝模式而无法为超级电容充电。为了保护超级电容和SW1，在充电阶段开始时需要附加的电流限制功能。一种令人满意的解决方案是让SW1在几乎无输出电压的条件下提供加长时间的连续充电电流。

为超级电容充电有许多方法。恒定电流/恒定电压（CICV）是常用的首选方法，如图2（CIVE曲线）所示。在充电周期开始时，充电器件（SW1）在恒定电流模式下工作，向超级电容提供恒定电流，使得其电压呈线性增加。在超级电容充电至目标电压时，恒定电压回路激活并准确地控制超级电容充电电平，使之保持恒定，以避免过度充电。同样，该优先解决方案也提出了对电源管理功能的要求，需要在设计中加以考虑。

再以图1为例，在48V主电源、25V超级电容组电压以及3.3V、5V、12V等负载电压的情况下，为SW1和SW2选择同步降压功能是合适的。由于主要挑战与超级电容充电有关，所以针对SW1的选择非常重要。针对SW1的理想解决方案对电源管理功能的要求是能够在高输入（48V）和输出（25V）电压下工作，同时提供CICV调制功能。

超级电容充电器解决方案范例

为说明超级电容充电行为，我们以同步降压稳压器为例。说明其关键问题和解决技术，并使用实验波形来帮助理解。

图3显示了用Intersil的ISL78268控制的实现CICV模式的同步降压稳压器的简化原理图。为了在CICV控制下将超级电容组充电到25V，在选择控制器时考虑了以下功能：

1.能在VIN》=48V和VOUT》=25V条件下工作的同步降压控制器。

2.恒定电流和恒定电压调节能力，可自动切换调节模式。

3.在系统供电电压范围实现准确的电流感测输入以实现CI模式。参考图3，控制器可感测电感器的连续电流，即充电电流。控制器的电流感测放大器必须能够承受共模电压，在本例中为25V。

ISL78268同步降压控制器的一小部分功能框图

图4显示了ISL78268同步降压控制器的一小部分功能框图。如图所示，有两个独立的误差放大器，分别标记为Gm1和Gm2，用于实现恒定电压（Gm1）和恒定电流（Gm2）。

误差放大器Gm1用于CV闭环控制。它比较FB的反馈电压与内部1.6V参考电压，并在COMP引脚产生误差电压。FB引脚从输出电压连接至一个电阻分压器，并设置为当输出电压为预期电压水平时FB电压为1.6V。于是COMP电压即代表预期输出电压与实际输出电压之差。然后比较COMP与电感电流相比较，以生成PWM信号，来控制输出电压，使之保持恒定。

误差放大器Gm2用于CI闭环控制。它比较IMON/DE引脚电压与内部1.6V参考电压，并在COMP引脚产生误差电压。IMON/DE引脚电压是内部产生的，代表平均输出电感电流负载值。因此，COMP电压在Gm2回路激活时（Gm1和Gm2的输出之间的二极管有效地选择哪个回路是激活的）代表预期输出电流与实际输出电流之差。然后COMP与电感电流相比较，以生成PWM信号，来控制输出电压，使之保持恒定。

在超级电容电压达到目标电压之前的充电阶段，由Gm2的输出来驱动COMP引脚，产生PWM输出，以实现CI控制。当超级电容电压达到目标值时，充电电流减小，引起IMON/DE引脚电压降低和CI回路断开（当IMON/DE《1.6V时），于是CV回路自然地接管对COMP的控制，从而保持输出电压恒定。

ISL78268降压控制器既有峰值电流模式的PWM控制器（可靠的逐周期峰值电流调制器），也有非常适用于超级电容充电的外部恒定平均电流回路。

现在，我们可以重点介绍已实现的超级电容充电实现方案。图5、6和7显示了由ISL78268控制，来为超级电容组（12节50F/2.7V串联电容）充电的同步降压控制器的实验波形。超级电容将通过主电源充电至25V。

图5显示超级电容充电有多个阶段。开始时，在第1阶段，Vo几乎为0.ISL78268的IMON/DE引脚上的平均电流信号还未达到1.6V（期望充电电流的参考值），所以CI回路还未接通（engage）。在此阶段，电感器的峰值电流被逐周期限制于固定的OC阈值。在VOUT处于低水平（FB《0.4V）的充电阶段开始时，开关频率最大值被限制在50kHz，以预防所提到的因为低VOUT时的峰值电流限制而引起的电感器失控问题。

图6显示了第1阶段的波形的放大图。第2阶段从IMON/DE引脚电压（黄色迹线）达到1.6V时开始。在此阶段，CI回路接通并拉低COMP信号（青色迹线），从而开始稳定输出电流并使IMON/DE引脚电压保持恒定。IMON/DE引脚电压代表所感测的平均输出电流信号。IL波形（绿色迹线）显示平均电流在第2阶段被控制为恒定水平。输出电压波形（粉色迹线）显示超级电容被恒定充电电流以线性方式充电。

第3阶段从FB引脚检测到0.4V电压开始（图7）。该触发之后恒定电流稳定回路将完全接通，所以开关频率可自动调节至预编程的300kHz.在更高的开关频率下，电感电流纹波（绿色迹线）显着减小。输出电压（粉色迹线）继续呈线性增加，表示超级电容被线性充电。

回到图5，第3阶段一直到Vo达到25V的目标电压时结束。此时，CV回路接通并稳定输出电压。平均电流回路断开。图5显示输出电压（粉色迹线）趋平且电感电流降低。代表平均充电电流的IMON/DE引脚电流也下降，表示恒定电流稳定过程结束。

结束语

超级电容由于其固有物理特征对比传统电池具有的优势在汽车、工业和消费产品中被用作能量存储解决方案。为使超级电容组的可存储能量最大化，最佳方案常常是串联多个超级电容单元来实现高电容组电压。充电时，最好使用CICV方法来限制由于超级电容充电到恒定电压期间的低ESR而产生的高电流。恒定电流还可以使充电损耗可控制，这可以减少所生成的热量并延长超级电容的寿命。因此，让充电电路容忍高电压并提供CICV控制功能是有益的。